B Sınıfı Amplifikatör Eğiliminde Yaşanan Zorluklar

9

Burada B sınıfı çıkış gücü amplifikatörüne atıfta bulunuyorum.

Bu devrenin inşa edilmesi ve anlaşılması kolay olmalı, ancak Q1 ve Q2'nin tabanlarını nasıl önyargılayacağımı gerçekten bilmediğim için, önyargı ile ilgili sorunlar yaşıyorum, böylece Q1 sadece pozitif polarite sinyalleri verecek ve Q2 sadece negatif polarite yapacak sinyalleri .

Görünüşe göre sadece A sınıfı amplifikatörü düzgün bir şekilde saptırmayı başardım, ancak B sınıfı değil.

Bir amplifikatörün B sınıfı çalışmasını sağlamak için üst devreyi nasıl saptırmak zorunda kaldım?

biasing class-b-amplifier power-output-stage

— Keno
kaynak

1

Burada vbias'ın ayarlanmasıyla ilgili bazı tartışmalar var: 9V pil amplifikatörü . Ayrıca, eski tarafın size eklediği yorumda bahsettiği önyüklemeyi de tartıştığını unutmayın.

— jonk

10

'Programlanabilir zener' olarak çalışan basit bir bilinen devre vardır. Aşağıdaki ilke diyagramıdır:

şematik

^{bu devreyi simüle et - CircuitLab kullanılarak oluşturulan şematik}

Gerçek bir uygulama için, değişken direnç daha doğru kontrol elde etmek için üç parçaya bölünebilir. Direnci değiştirerek, Q1 ve Q2 iki transistörünün tabanları arasındaki 'zener' voltajını ayarlayabilirsiniz ve böylece hareketsiz akımı kontrol edin.

Unuttum: Gerçek bir zener gibi üstte bir dirence ihtiyaç duyar.

Eski güzel günlerde transistör soğutucuya fiziksel olarak monte edildi, böylece termal telafiniz oldu. Www üzerinde bir görüntü bulmak için biraz zaman aldı ama işte bir tane:

Mesaj düzenleme
Aşağıdaki yorumda belirtildiği gibi, bu devreye dikkat etmelisiniz. İlk kullanımdan önce değişken direncin, taban kolektör voltajında olacak şekilde ayarlandığından emin olmalısınız. Böylece minimum voltaj düşüşü olur. Ardından, direnç 'doğru' olana kadar direnci çevirirsiniz, bu da normalde çıkış sinyalindeki bozulmayı artık (kapsam) duymadığınızı (kulaklarınız) görmez. Biraz daha döndürebilirsiniz, bu da çıkış aşamasında durgun akımı artıracaktır. (A sınıfı bir amplifikatörün karakteristiğini daha fazla alacaktır.)

— Moruk
kaynak

Devremdeki Vbias yerine, bunun yerini almalı mı?

— Keno

3

Evet, ama bir yerden akım alması gerektiği için V + 'dan bir dirence ihtiyacınız var. Dikkat zener voltajı çok yüksek bunu kullanmak ilk defa ayarlanırsa, hem son dönem transistörleri Eğer V- V + 'dan kısa öylesine gelmiş yürütecektir. Tabanın toplayıcıya bağlı olduğundan emin olun! Sonra yavaşça aşağı doğru çevirin ve son aşamalardaki akımı ölçün.

— Oldfart

11

İlk olarak, bunun her iki tarafta bir darlington kullanan bir çift yayıcı takipçisi olduğunu anlayın. Çıkıştaki voltaj hemen hemen opamp çıkışındaki voltaj olacaktır. Yayıcı takipçilerin amacı mevcut kazancı sağlamaktır.

Örneğin, her bir transistörün 50 kazancı varsa, opamp'ın kaynak ve batması gereken akım kabaca yükün çektiğinden 50 * 50 = 2.500 kat daha azdır. Örneğin, yük 1 A çekiyorsa, opamp'ın sadece 400 µA kaynağı olması gerekir.

Yayıcı takipçisi ile ilgili bir problem, çıkış voltajının transistörün BE damlası tarafından giriş voltajından farklı olmasıdır. Diyelim ki transistörler normal çalışırken yaklaşık 700 mV. Bir NPN yayıcı takipçisi için 1 V çıkış istiyorsanız 1,7 V giriş ile başlamalısınız. Benzer şekilde, bir PNP yayıcı takipçisi için -1 V çıkışı istiyorsanız -1.7 V girmeniz gerekir.

İki transistörün kademeli olması nedeniyle, bu devrenin opamptan çıkışa iki 700 mV damlası vardır. Bu, çıkışı yüksek sürmek için opamp'ın 1,4 V daha yüksek olması gerektiği anlamına gelir. Çıkışı düşük sürmek için opamp 1,4 V daha düşük olmalıdır.

Dalga formu pozitif ve negatif arasında değiştiğinde opamp'ın aniden 2,8 V atlamasını istemezsiniz. Opamp bunu aniden yapamaz, bu nedenle sıfır geçişinde, çıkış sinyaline bozulma ekleyecek küçük bir ölü zaman olacaktır.

Bu devre tarafından kullanılan çözüm, yüksek ve düşük taraf sürücülerine girişler arasına 2,8 V'luk bir kaynak yerleştirmektir. Sürücü seviyesindeki 2,8 V fark ile, iki çıkış sürücüsü 0 çıkışta olmanın hemen kenarında olacaktır. Biraz daha yüksek bir giriş ve en iyi sürücü önemli akım sağlamaya başlayacaktır. Biraz daha düşük ve alt sürücü önemli bir akım batmaya başlayacak.

Bir sorun, sıfır geçişlerde gereken giriş sıçramasını ortadan kaldırmak için bu ofseti doğru yapmaktır, ancak her iki sürücüyü de birbirlerini sürecek kadar açmazlar. Bu, gereksiz akımın akmasına ve yüke gitmeyen gücü dağıtmasına neden olur. 700 mV'nin BE damlası için sadece kaba bir değer olduğunu unutmayın. Makul bir şekilde sabittir, ancak akımla ve sıcaklıkla değişir. 2,8 V kaynağını tam olarak ayarlayabilseniz bile, ayarlamak için tek bir kesin değer yoktur.

RE1 ve RE2 bunun içindir. 2,8 V ofset biraz fazla yüksekse ve hem üst hem de alt sürücülerden önemli bir durgun akım akmaya başlarsa, bu dirençler arasında bir voltaj düşüşü olacaktır. RE1 + RE2'de hangi voltaj görünürse görünsün, iki sürücünün bakış açısından 2,8 V ofsetten doğrudan çıkar.

100 mV bile önemli bir fark yaratabilir. Bunun nedeni 230 mA durgun akım olacaktır. Ayrıca, özellikle önemli akım taşıdıklarında güç transistörleri için 700 mV'nin muhtemelen düşük tarafta olduğunu unutmayın.

Sonuç olarak, 2,8 V kaynak, üst ve alt sürücülerin her birini, birbirleriyle savaşmaya ve çok fazla güç tüketmeye başlayacak kadar yeterince açmadan "hazır" tutmak içindir.

Tabii ki, her şey bir ödünleşmedir. Bu durumda, biraz daha az bozulma için daha sakin bir akımla işlem yapabilirsiniz.

İdeal olarak, B sınıfında bir taraf diğeri devralmaya başladığında tamamen kapanır. Bu neredeyse hiç pratikte olmaz, ancak bu şema makul olarak ona yakındır.

— Olin Lathrop
kaynak

Anahtarlama bozulmasının yerini aldığı nokta bu mu? Kitabımda, doğru anladıysam, her iki tarafın da (npn ve pnp) 180 dereceden fazla sinyal ilettiği açıklanıyor mu?

— Keno

1

@Keno: Geçiş distorsiyonu her iki şekilde de olabilir. En kötüsü genellikle yüksek ve düşük taraf sürücülerinin yarıdan daha az sürdüğü zamandır. Opamp, sınırlı zaman alan ölü bandın üzerinden atlamak zorundadır. Sürenin yarısından fazlasını yürüten her biri mutlaka bozulmaya neden olmaz. Birbirlerine göre ne kadar düzgün solup çıktıklarına bağlıdır. Her ikisi de örneğin A sınıfında her zaman ve AB sınıfında zamanın yarısından fazlasını yürütür. AB sınıfı ile B sınıfı arasındaki nokta budur. Bazı solmalar, boşa giden gücü temsil eder, ancak mutlaka bozulmayı temsil etmez. Bir ölü bant bozulur.

— Olin Lathrop

Size katılıyorum! Ancak B sınıfına daha verimli ulaşabileceğimiz kadar, amplifikatör olurdu, değil mi?

— Keno

2

@Keno: Evet, B sınıfı doğrusal geçiş elemanı sistemi için optimum verimliliktir. İki tarafın tam olarak sağa dönmesi çok zordur. Bu yüzden AB sınıfı. Verimlilikte küçük bir fiyatla çapraz bozulmayı azaltmak için biraz solmaya izin verin.

— Olin Lathrop

Bir şey daha. Hem npn hem de pnp kenarlarının eşzamanlı ilettiği nokta / iletim alanı, bu, amplifikatöre ek bozulma ekleyebilir mi veya bu eşzamanlı iletim alanı bozulma konusu değil mi?

— Keno

7

A sınıfı ve B sınıfı arasındaki fark , son aşamadaki hareketsiz akımdır .

Hareketsiz akımı sıfır yaparsanız, bir sinyal olduğunda yalnızca Q3 veya Q4 akım sağlar. Bu B sınıfı.

Hareketsiz akımı çok büyük yaparsanız, çok büyük sinyaller için (en büyüğü bile) hem Q3 hem de Q4'te asla Ic = 0 yoktur (asla kapalı değildir), A sınıfımız vardır.

Ayrıca A sınıfı ve B sınıfı arasında herhangi bir yerde olabilen AB sınıfı da vardır.

Bu hareketsiz akım nasıl ayarlanır?

Bu Vbias tarafından yapılır.

Vbias'ın nasıl uygulanabileceğine dair bazı örnekler:

oldfart'ın cevabından "Zener"
gerçek bir Zener diyotu

veya bu:

şematik

^{bu devreyi simüle et - CircuitLab kullanılarak oluşturulan şematik}

Akım kaynağı, bir PNP akım aynası ve bir biasinf direnci ile kolayca yapılabilir.

— Bimpelrekkie
kaynak

Devrenin A sınıfı veya B sınıfı veya bu sınıf AB arasında çalışıp çalışmadığından emin olmak için nasıl bir fikriniz var? Yanlılığı değiştirirken çıktıyı belirledim ama elde ettiğim tek şey normal sinüs dalgası. Transistörlerin her biri aracılığıyla sessiz akımı ölçerek sınıfı doğrulayabilirim, ancak başka bir yol var mı? Belki o'scope ile mi?

— Keno

Yayıcı dirençler boyunca Q3 ve Q4 üzerinden akımı kolayca ölçebilirsiniz. Yani sinyal vermeyin ve akımı ölçün. Benim tahminim VBias = 2.8 V ile bu bir sınıf AB amplifikatörü olacak. Ayrıca B sınıfında sıfır geçişlerde çapraz bozulma olacaktır .

— Bimpelrekkie

@Bimpelrekkie, AB sınıfı bir çıkış aşamasının iki örneğini çizdi. Küçük bir akım daima Q1 ve Q2, Q3 ve Q4 içinden akar. Yeterli rölanti akımı ile, bozulma çok düşük olabilir, belki de% .05 veya daha az olabilir, ancak değiş tokuş, çıkış aşamasının çok fazla ısı yaymasıdır. Web'de 1.500 watt'lık amplifikatörlere bakın ve benzer ama daha ayrıntılı önyargı tasarımlarını göreceksiniz.

— Sparky256

6

Bunun için önyargının nasıl oluşturulacağını bilmek için çıktı topolojisini iyi anlamalısınız.

Birisi şematik örneğinizin Darlington tarzında düzenlenmiş BJT'lere sahip olduğunu söylemesine rağmen (ilave kapatma hız dirençleri ile), size böyle bir düzenlemenin neredeyse her zaman daha iyi bir topolojiye sahip olduğunu söylemediler. Yani neredeyse hiçbir zaman bu topolojiyi kullanmayacaksınız. Ya da kısaca, önyargılı olmak için onu anlamakta zorlanmanın bir anlamı yok.

Neden Darlington kullanıyorsunuz:

Bu gibi çıkış sürücü devrelerinde faydalı olan yüksek akım kazancı, öngerme devresinin hareketsiz akımını önemli ölçüde azaltır ve bu, büyük akım dalgalanmalarının etrafında böyle küçük bir yüke batırmaya çalışırken büyük bir yardımcı olabilir.

Neden bir Darlington kullanmıyorsunuz:

Direnç eklenmedikçe yavaş yavaş kapanma (devre örneğinizde olduğu gibi).
Düzenleme nedeniyle yaklaşık bir diyot düşüşünün (artı biraz) altına doyurulamaz. Bu, amplifikatör için gereken bazı ilave voltaj ek yükü anlamına gelebilir (bu, düşük voltaj devreleri için kabul edilemez olabilir) ve aynı zamanda amplifikatör için bir miktar ilave genel dağılım anlamına da gelebilir.
Taban ve yayıcı arasında iki diyot damlası gerektiriyormuş gibi davranır, bu da gerekli ön gerilim voltaj aralığını artırır.
Sıcaklık, seri olarak eklenen her iki temel yayıcı kavşağını da etkiler. Böylece, gerilim voltaj aralığının sıcaklık değişimi şimdi hepsi sıcaklık üzerinde değişiklik gösteren seri olarak en az dört diyot damlası içerir. Sonuç olarak, tazminatın karmaşıklığı muhtemelen artar.
Daha iyi alternatifler var.

Son neden, burada Darlington kullanmamanın ana sebebidir. Alternatif olmasaydı, tek avantajını istiyorsanız sadece fikre sıkışmış olursunuz.

Darlington düzenlemesinin yüksek akım kazancını istiyorsanız, bunun yerine Sziklai düzenlemesini kullanmak neredeyse her zaman daha iyidir. Şöyle görünüyor:

şematik

^{bu devreyi simüle et - CircuitLab kullanılarak oluşturulan şematik}

Bu aynı zamanda benzer yüksek akım kazancı sağlar ve ayrıca yaklaşık bir diyot düşüşünün altında doyuramaz, ancak aşağıdakileri içerir:

Her çeyrekte sadece bir baz yayıcı diyot düşüşü.
$R_3$ ve $R_4$ Böylece $Q_2$ ve $Q_4$ pik akımların önemli bir kısmını almak (% 25-30 mu?) Bu, baz-emitör varyasyonunun stabilize edilmesine yardımcı olur. $Q_1$ ve $Q_3$ . Bu seçenek Darlington düzenlemesinde kullanılamaz.

Devrenize nasıl önyargılı olacağınız konusunda bazı yorumlarınız var. Benzer fikirler yukarıda gösterilen Sziklai sürücü devresi ile de kullanılabilir, ancak oldukça fazla voltajlama farkı gerektirmez.

Ayrıca, biasing devreleri hakkındaki yorumların hiçbiri çalışma sırasında sıcaklık değişimleri nedeniyle devreniz üzerindeki etkilere değinmemiştir. Ve bu dikkate alınması oldukça önemli olabilir. Daha basit bir toplayıcı direnci $V_{BE}$ çarpan (ve şimdi eklenen direncin toplayıcı tarafına hafifçe vurmak), çarpanın davranışlarını çıkış aşamasındaki varyasyonlarla eşleştirmek için ayarlama yapabileceğiniz bir mekanizma sağlayabilir, böylece hareketsiz akım nispeten sabit kalır sıcaklık. (Çarpan BJT'yi çıkış BJT'lerine termal olarak bağladığınızı varsayarsak.) Ayrıca, Erken Efekt için de tazminat ekleyebilir.

Tıpkı kaba bir model gibi, şematik şimdi şöyle görünebilir:

şematik

^{bu devreyi simüle et}

Sen ayarlarsın $R_7$ ve $R_8$ ve $R_9$ gerekli öngerilim voltajı farkını ayarlamak için (hareketsiz olduğunda voltaj $R_1$ ve $R_2$ hakkında olurdu $50\:\textrm{mV}$ her biri - onları ilk etapta nasıl boyutlandıracağınıza karar verdikten sonra - henüz burada tartışılmadı.) Ayrıca $R_7$ kendisi (ve bunun bir sonucu olarak, belki de $R_8$ ) arasındaki voltaj düşüşünü korumak için termal varyasyon davranışını eşleştirmek için $R_1$ ve $R_2$ tüm çıkış aşamasında saç kurutma makinesi veya başka bir ısı kaynağı kullandığınızda. (BJT'leri tek bir ısı emici üzerinde termal olarak birleştirdiğinizi varsaydım.) $C_1$ bazı yararlı önyükleme sağlar ve $C_3$ üzerinden bir AC bypass sağlar $V_{BE}$ üsler için çarpan iki çıkış Sziklai çeyrek daire içine.

$C_2$ VAS için Miller tazminatı sağlar ( $Q_6$ ), devreyi sürmenin tek yolu olmasa da, bunun yerine bir opamp kullanılabilir (yani, hayır $Q_6$ bu durumda.)

Yukarıdaki, gerçekten bipolar besleme raylarına ve topraklı DC bağlantılı yüke sahip olduğunuzu varsayar. Ayrıca, muhtemelen gerekli olacak olumsuz geri bildirimleri de göstermedim. Yük AC bağlantılıysa ve çalışmak için tek bir tedarik rayınız varsa işler biraz farklı olabilir.

— Jonk
kaynak

Güzel! Peki C3 neden Q5 kollektörüne bağlı? Ve bir şey "bootstrap" olarak kabul edilir C1 (?) - Ben şimdiye kadar bana tavsiye ettiğim yazıların bir kaçını okudum rağmen, hala işlevini almıyorum.

— Keno

@Keno Şimdilik kapasitörleri görmezden gel. Bunu not et

R_{7}

$R_7$ genellikle çok küçük bir değerdir (yaklaşık

50 Ω

$50\:\Omega$ ya da öyleyse) toplayıcı ucunu

C_{3}

$C_3$ katılan düğüme

R_{6}

$R_6$ ve

R_{7}

$R_7$ (Hareket etmeden

Q_{2}

$Q_2$ Yine de toplayıcıya temel bağlantısı.)

C_{1}

$C_1$ etkili direncini artırmaktır

R_{6}

$R_6$ ve böylece,

Q_{6}

$Q_6$ kollektör yükü (az miktarda uygulanır,

r_{e} = \frac{k T}{q I_{C_{6}}}

$r_e=\frac{k T}{q I_{C_6}}$ , bu kazancı yaklaşık olarak

— hesaplamak

1

@Keno Öğrenecek şeyler var. Bence buradaki ana noktalardan biri, ayrı parçalardan iyi bir çıktı aşaması tasarlamanın, çeşitli etkiler hakkında belirli bir düzeyde ve genişlikte bilgi almasıdır . İyi bir güç sürücüsü olması durumunda sıcaklık daha önemli olanlardan biridir. Sıklıkla ayrık tasarımların ayrıntılı tedavilerini bulamazsınız (şemaları görseniz de), çünkü iyi, ucuz IC'lerin ortaya çıkmasıyla artık çok az ihtiyaç vardır. Öğrenmek dışında. Ne yazık ki eski kitaplar bu bilgiyi bulabileceğiniz tek yer.

— jonk

3

Aslında B sınıfı amplifikatörün temel bir sapması yoktur. Sapma AB sınıfında gerçekleşir. Ancak üssü birçok yönden taraflı kılabilirsiniz.

Resimdeki gibi bir op amp kullanıyorsanız, yalnızca geribildirimi kullanabilirsiniz. Çıktı, tıpkı bir tampon gibi, ancak güç kademesi ile girişe eşittir.

şematik

^{bu devreyi simüle et - CircuitLab kullanılarak oluşturulan şematik}

İki voltaj kaynağı da kullanabilirsiniz.

şematik

^{bu devreyi simüle et}

Diyotlar ve sabit bir akım kaynağı kullanabilirsiniz.

şematik

^{bu devreyi simüle et}

Ve sonunda ama en önemlisi Vbe çarpanı. @ Oldfart'ın fikrini alır. R1, R2 ve R3 dirençlerinin akımı yaklaşık olarak verilir

{ben}_{r} = \frac{V_{b e 2}}{{R,}_{3}}

$I_r=\frac{V_{be2}}{R_3}$ Ve,

V_{B B} = {ben}_{r} ({R,}_{1} + {R,}_{2} + {R,}_{3}) = V_{b e 2} (\frac{R, 1 + R, 2 + R, 3}{R, 3})

$V_{BB} = I_r(R_1+R_2+R_3) = V_{be2}(\frac{R1+R2+R3}{R3})$ .

şematik

^{bu devreyi simüle et}

NOT: R2 direnci ince ayar içindir.

— Francisco Gomes
kaynak

1

Son çıkış transistörlerinde herhangi bir verici direnç bulunmaması, ilk devreniz dışında kötü bir fikirdir. Bazlar arasındaki voltaj ofsetini çok sessiz çıkış akımına neden olmayacak şekilde ayarlasanız bile, hala termik kaçak istiyorsunuz. Çıkış transistörleri ısındıkça BE damlaları düşer. Bu, aynı giriş sapması ofseti ile daha fazla durgun akıma neden olur. Bu daha fazla ısınmaya neden olur, bu da daha düşük BE düşüşlerine neden olur ... vb.

— Olin Lathrop

Haklısın. Teorik olarak cevapladım çünkü ikinci ve üçüncü devre neredeyse hiç kullanılmadı. Son devre Q1, Q2 ve Q3'ü termal olarak birleştirebilirsiniz ve termal kaçağı çözer.

— Francisco Gomes

2

B sınıfı 180 derece iletim açısı olarak tanımlanır - bu nedenle B sınıfı iletim noktasına eğimlidir - aksi takdirde gerçekten C sınıfıdır (özellikle küçük sinyaller için). Yayıcı dirençler, hem biasing stabilitesinin hem de her cihazın karşı yarım döngü sırasında kapanmasına izin vermenin anahtarıdır.

AB sınıfı, iletim açısının 180 ila 360 arasında olduğu zamandır

— Mark Tillotson
kaynak